包邮变革性光科学与技术丛书高速光纤通信中数字信号处理算法原理与应用(第二卷):多载波调制和人工智能新技术

第12章光OFDM原理 12.1引言 光通信系统的调制方式可以分为直接调制和外调制，如图121所示［1，2］。直接调制是通过半导体激光器的注入电流来实现对光强度的调制，这种结构具有简单、经济、容易实现等特点，但由于直接调制半导体激光器带宽有限、消光比低且线宽较大，常用于短距离的直接检测光正交频分复用（DDOOFDM）光纤通信系统中。在传输距离超过100km的DDOOFDM和大容量中长距离相干光正交频分复用（COOFDM）光纤通信系统中，一般采用外调制技术。外调制方式是利用独立于激光源之外的外部调制器来实现电光转换的，这种方式具有带宽大、消光比高、激光器的线宽可以根据应用场景改变而调整等优点。目前光纤通信系统中常用的外调制器主要包括基于电光效应的马赫曾德尔调制器(MachZehnder modulator,MZM)和基于电吸收效应的电吸收调制器(electroabsorption modulator,EAM)。本章我们主要讨论基于外调制的DDOOFDM系统的MZM调制技术。 图121两种不同调制方式的DDOOFDM系统 (a) 直接调制; (b) 外调制 MZM是利用材料的电光效应实现电信号对光信号的调制，分为上下两个电极，其结构如图122所示。光调制通过调节加载在两个电极上的光电材料的外加电压来改变材料的折射率，从而达到控制输出信号光强度的目的。 图122MZM结构图 MZM的输入与输出光信号中电场的关系表达式为 Eout(t)=12Ein(t)ejπV1(t)Vπ+γejπV2(t)Vπ(121) 式中，Ein(t)为输入光信号，Eout(t)为输出光信号，V1(t)=VRF_upper(t)+VDC_upper为上臂输入调制信号与上臂直流偏置的和，V2(t)=VRF_lower(t)+VDC_lower为下臂输入调制信号与下臂直流偏置的和，γ=δ-1δ+1为上下分支的对称因子，δ为调制器的消光比，Vπ为调制器的半波电压。理想情况下，δ大于20dB，γ则近似等于1。 将加载在两臂上的输入信号代入式(121)，可以得到 Eout(t)=12Ein(t)cosπV1(t)Vπ+jsinπV1(t)Vπ+cosπV2(t)Vπ+jsinπV2(t)Vπ =Ein(t)cosπV1(t)-V2(t)2VπexpjπV1(t)+V2(t)2Vπ(122) 式中，cosπV1(t)-V2(t)2Vπ为幅度调制分量，expjπV1(t)+V2(t)2Vπ为相位调制分量。当MZM工作在互补推挽模式下，即V1(t)+V2(t)=0时，调制器的啁啾为0。令V(t)=V1(t)-V2(t)，采用直接检测方式时，传输函数为输出功率与输入功率的比值，可以表示为 PoutPin=|Eout(t)|2|Ein(t)|2=cos2πV1(t)-V2(t)2Vπ=cos2πV(t)2Vπ(123) 采用相干检测方式时，传输函数为输出电场与输入电场的比值，可以表示为 Eout(t)Ein(t)=cosπV1(t)-V2(t)2Vπ=cosπV(t)2Vπ(124) 式(123)和式(124)表示的直接检测和相干检测的传输函数曲线如图123所示，MZM传输曲线为非线性的。为了使MZM高效高性能的工作，应该使调制信号尽量落在MZM线性度高的区域内，这可以通过调节调制信号的峰值和MZM的配置电压来控制。当信号的幅度位于MZM传输函数非线性高的区域时，信号将严重失真，从而降低系统的误码性能。对于DDOOFDM系统，*佳的偏置点应该选择为正交点(quadrature point)。对于COOFDM系统，*佳的偏置点应该选择为零点(null point)。 图123MZM采用不同检测方式时的传输函数曲线 根据接收端检测方式的不同，可以将正交频分复用(OFDM)光通信系统划分为两类： DDOOFDM和COOFDM。 (1) DDOOFDM系统与COOFDM系统相比，由于在接收端不需要提供光混频器(hybrid)、平衡接收机(balance detector)等高成本的器件，成本将会得到很好的控制。但由于子载波互拍噪声和光纤传输中的色散会导致频率选择性衰落，DDOOFDM系统的光纤传输距离非常有限，因此主要应用于短距离的有线接入网和点对点的数据中心之间的传输。 (2) COOFDM系统的优势主要在于： 能够同时实现强度与相位的调制，从而能够实现超高速率的信号传输； 可以通过调整本地振荡（LO）信号的功率来调节接收信号的信噪比，因此系统可以实现超长距离的传输，并且能够保证接收机的高接收灵敏度。COOFDM主要应用于超高速率超长距离的主干传输网和中距离( 12.2直接检测光OFDM系统基本结构 在DDOOFDM系统中，主要包括五个部分： OFDM发送端、OFDM信号电光调制、光OFDM信号的光纤传输、OFDM信号光电转换和OFDM接收端。DDOOFDM的系统原理图如图124所示。 图124DDOOFDM的系统原理图 OFDM发送端主要包括以下流程： ①伪随机二进制序列(pseudo random binary sequence,PRBS)串并转换； ②快速傅里叶逆变换（FFTI）实现信号从频域到时域的转换； ③在信号的开始处插入训练序列，训练序列主要用于符号同步和信道估计； ④将所得到的信号并串转换； ⑤在OFDM信号时域上插入循环前缀（cyclic prefix,CP）用于抵抗符号间干扰(intersymbol interference,ISI)和信道间干扰（ICI）。 将产生的OFDM信号用数/模转换器(DAC)转换为模拟信号，并通过低通滤波器(low pass filter,LPF)采用放大器将信号放大注入外调制器中实现电光转换。光电转换的另外一种方案是通过直接调制方式实现的。将产生的光OFDM信号经过光纤传输后，在进入光电二极管(photodiode,PD)实现光电转换之前，采用掺铒光纤放大器(EDFA)将光信号进行放大。 光电转换后的电OFDM信号首先经过一个LPF滤除信号带外的噪声，级联在LPF后面的模/数转换器(ADC)将OFDM信号转换为数字OFDM信号。OFDM接收端数字信号需要进行如下的处理实现解调： ①串并转换将ADC之后的数字信号转换为并行的信号； ②符号同步用于确定OFDM信号开始的长度； ③去除OFDM信号的循环前缀（CP）； ④快速傅里叶变换（FFT）将信号从时域变为频域； ⑤提取用于信道估计的训练序列并完成信道估计和信道均衡； ⑥根据发送端的映射规律进行信号的反映射； ⑦将信号并串转换，并对比原始比特计算误码率。 12.3相干检测光OFDM系统结构与基本原理 20世纪初期，相干光通信因高灵敏度和大信道容量而受到很多研究者的追捧［114］，但随着80年代波分复用（WDM）系统和EDFA放大器被广泛应用，直接检测因其结构简单和实现成本低而渐渐取代了相干检测［15］，因此相干光通信逐渐淡出了研究者的视线。但是随着现代通信对系统信号传输速率要求的大大提高，以及对数字信号处理的应用和高阶光调制技术研究更加成熟，相干光通信再次成为高速率高性能的现代光通信的研究热点［1644］。相干光通信不但大大地提高了系统的频谱效率，在色散和非线性补偿以及控制方面因为数字信号处理的应用也有了更好的效果，将偏振复用引入相干检测的系统中可以更进一步提高系统的传输容量［1625］。 随着通信业务量和复杂度的增加，以太网的带宽需求将达到100GHz以上。在现在结构简化的直接检测传输系统中，由于现有的光电检测器件的*大带宽为100GHz，而且直接检测系统中只有强度可以用来调制信息，这将成为通信速率提高的瓶颈。为了进一步提高光纤通信的系统容量，研究者重新将目光转向了相干光通信。在相干光通信中，光信号的幅度和相位都可以被调制，高阶的幅度/相位调制格式的使用可以大大提高系统的频谱效率，从而保证高速率光纤通信系统的实现［21］。 相干光通信能够保证输入信号速率的根本原因在于相干光通信将矢量调制引入调制格式中，这样就可以大大增加系统的频谱效率［21］。正交相移键控(quadrature phase shift keying，QPSK)是相干光通信中*常见的矢量调制格式。在QPSK调制格式中，一个符号携带了两个比特的信号，这样在同样的带宽上就可以将信息速率提高一倍。同样地，当mQAM调制格式被应用到光通信中，相对于直接检测系统中的通断键控（onoff keying,OOK）调制格式，其频谱效率提高了M倍。同样地，在COOFDM系统中，子载波上携带的信号的调制格式的阶数增加也会带来频谱效率的改善。 在相干检测的光纤通信系统中，被矢量信号调制后的光信号可以表示为 Es(t)=As(t)exp(jωst)(125) 式中，As(t)为复信号幅度，ωs为调制光信号角频率。类似地，接收端的LO信号被定义为 ELO(t)=ALO(t)exp(jωLOt)(126) 类比于式(125)、式(126)中的ALO(t)和ωLO，分别为本地振荡信号的复振幅和角频率。调制后的信号和LO信号的功率和振幅是相互关联的，分别可表示为Ps=|As|2/2 和PLO=|ALO|2/2。 在相干光通信系统中通常使用平衡检测的方式，这种方式可以抑制直流成分，同时保证输出的光电流为*大值。图125为平衡检测方式的结构图。 图125平衡检测方式结构图 在这种检测方式中保证接收信号Es和LO信号ELO为同样的偏振态，这样，在检测时进入平衡接收机的两个光信号可以表示为 E1(t)=12(Es+ELO)(127) E2(t)=12(Es-ELO)(128) 经过光电检测后，从两个PD输出的电流I1(t)和I2(t)分别为 I1(t)=RReAs(t)exp(jωst)+ALO(t)exp(jωLOt)2ms =R2{Ps+PLO+2PsPLOcos［ωIFt+θsig(t)-θLO(t)］} (129) I2(t)=RReAs(t)exp(jωst)-ALO(t)exp(jωLOt)2ms =R2{Ps+PLO-2PsPLOcos［ωIFt+θsig(t)-θLO(t)］} (1210) 在式(129)和式(1210)中，ms代表光电检测中光电二极管实现的光强度到电流转换的平方检测。ωIF=ωs-ωLO为接收信号和LO信号的频率差。θsig(t)和θLO(t)分别为接收信号和LO信号的相位，R为光电二极管的响应度，详细的表示为 R=eηωs(1211) 式中，e为电子电量，η为光电二极管的量子效率，为普朗克常量。根据式(129)和式(1210)中得到的平衡检测的二极管的两个电流I1(t)和I2(t)，可得到*终的平衡检测的电流输出为 I(t)=I1(t)-I2(t)=2RPs(t)PLOcos［ωIFt+θsig(t)-θLO(t)］(1212) 式中，LO信号的功率PLO是一个常量。根据ωIF的值将相干检测分为零差相干检测和外差相干检测两类。所谓零差相干检测就是LO信号的频率和接收信号的频率完全相同，即ωIF=0，这样经过平衡检测后信号就成为基带信号； 而对于外差相干检测，LO信号的频率和接收信号的频率不同，存在频率差ωIF，平衡检测后信号处在中频，平衡检测后需要再进行电域的下变频才能得到基带信号。 零差相干检测和外差相干检测各具优势，对于零差相干检测系统来说，外差相干检测系统增加了电域的下变频，因而系统的实现复杂度会增加。在实际的应用中，一般的核心传输网采用的是实现简单的零差相干检测； 而在光无线的混合网络中，外差检测得到很好的利用，外差相干检测可以用来产生和传输携带调制信号的微波、毫米波甚至W波段的信号。对于带宽要求而言，图126分析了二者具体的带宽要求。零差相干检测系统要求的带宽即发送端传输的基带信号带宽BW，而从图126(a)中可以看到，外差相干检测系统要求的带宽为ωIF+BW，为了保证信号的边带不发生混叠且尽量地节约带宽，在外差相干检测系统中的中频信号频率必须设置为ωIF≥BW，这样外差相干检测系统的带宽至少为2BW。 图126两种相干检测方式的信号频谱及带宽要求 (a) 外差相干检测； (b) 零差相干检测